功率因数校正问题

关于电子镇流器的功率因数校正问题的讨论

陈传虞

摘要

本文分析电子镇流器的功率因数校正问题, 着重讨论了有源功率因数校正的三种模式(峰值电流控制、固定开通时间、固定频率平均电流连续导通模式）的工作原理，它们的优缺点及适用场合等。

关键词：无源功率因数校正有源功率因数校正峰值电流控制固定开通时间频率钳定前(后）沿调制断续导通、临界导通、连续导通模式过渡模式

前言

在电子镇流器中通常采用图1a 所示的输入电路，由于电解电容器C O 的容量很大，工作时储存电荷很多，只有输入电压超过电容上的电压时，才有输入电流，所以电流波形严重失真，仅在电压峰值附近才会出现一个电流尖脉冲(如图1b) 。这样一来，电路的功率因数变得很低，约为0.5左右, 输入电流谐波含量十分丰富。而根据国标GB/T17263-2002以及欧洲法规EN63000-3-2，对25W 以上的节能灯和电子镇流器的各次谐波的含量提出了严格要求，现有的许多电路根本无法满足这个要求。

图1 镇流器的输入电路

为了减少镇流器输入电流的谐波失真，必须采取一些特殊措施，通常称之为功率因数校正（PFC Power factor correction) 技术来提高它的功率因数。大致说来，功率因数校正有两种方案：无源功率因数校正（Passive PFC)和有源功率因数校正(Active PFC) ，前者已有很多资料介绍，不是本文讨论的重点，我们主要分析有源功率因数校正的三种模式，它们的工作原理、优缺点及适用场合等。

一．无源功率因数校正的原理及常用电路

无源功率因数校正的原理主要是增加输入电流的导通时间，使电源电流的波形接近电压的正弦波形，减少它的失真。最初采用的方案是逐流电路。

图2 无源功率因数校正电路

它用图2(a)的电路代替图1的电容C O ，电源通过VD 3对电容C 1、C 2充电到输入电压峰值，每个电容电压最多为输入电压峰值之半。这样，电容可在120˚范围内充电，输入电流的时间被拉长，电流为零（死区）的时间只占33.3%。功率因数可提高到0.9左右，但电容上的电压起伏很大，谐波含量很高，仍然无法满足国标GB/T17263-2002及欧洲EN61000-3-2标准对各次谐波含量（2次到39次谐波）限值的要求，且灯管电流波峰系数很大，灯功率起伏很大，对人的视力及灯管寿命都不利。

对逐流电路的改进是采用双泵电路，用图2（b ）电路来代替图2(a)的电路，它在前者的基础上增加C 3、C 4，将高频信号进行反馈，减少了电容上直流电压的起伏，进一步减少了电流死区时间和灯电流波峰系数，各项指标均有所提高，但仍然无法满足国标GB/T17263-2002对各次谐波含量限值的要求。如在图2（b ）电路的基础上再采取一些改进和补救措施，便可以达到标准的要求，图3就是这样一种改进了的双泵电路，目前在节能灯及电子镇流器中有不少产品在应用它，并且通过了3C 认证

。

图3 一种改进了的双泵电路

对双泵电路的改进还有其它的形式，只要仔细调整反馈元件及滤波电感的参数（输入端的EMI 滤波电路对THD 、

PF 的影响很大），就能满足标准中关于谐波限值的要求。另有

图4 高频泵电路

一种高频泵电路，在一些电子镇流器电路中也有采用。其具体形式如图4，对这个电路只要适当调整C 4、C 8反馈电容值，合理选择滤波电感L O 、L 1、L 2的参数，也能满足关于谐波限值的要求，通过3C 认证。它的性能在调整好参数的情况下，比图3电路要好。只是电路中损耗较大，对反馈电容C 4、C 8、滤波电路及电解电容器的要求较高，是其不足之处。无源功率因数校正的电路还有一些其它形式，因为不是本文的重点，又受篇幅限制，故从略。

二。有源功率因数校正的基本原理

有源功率因数校正的基本原理可用图5所示的简单电路来说明，它在图1的基础上增加了一个关键的、起着重要作用的功率因数控制器IC ，由它控制MOS 管VT 1的开通与关断，使输入电流变成一连串的三角波，并且它的幅度按输入电压的正弦规律变化，就可以大大提高电路的功率因数。此电路由功率MOS 开关管VT 1、升压电感L 、升压二极管VD 、输出电容C 0及APFC 控制器IC 所组成。电路的具体的工作情况如下：

图5 APFC 工作原理示意图

（1）当开关管VT 1导通时

在APFC 控制器输出高电平（正方波）信号的控制下使VT 1导通时，图5变成如图6所示的等效电路形式。开关管VT 1导通，相当于开关S 1接通，此时二极管因受输出直流电压V O 的反偏而截止，相当于S 2断开。整流后在电容C 1上得到的是一个单向的正弦电压（电容C 1的容量不能太大），将在电感L 中产生电流。考虑到开关管的开关频率很高，一般都超过25kH Z 以上，因此在开关的半个周期的短时间内，输入电压u I 可近似看作不变，电感电流上升的速率di/dt为常数（Ldi/dt=uI ），电感电流直线上升，电感中储存的磁能Li L 2/2也随电流的增加而增加。

图6，MOS 管导通时的等效电路

当电感电流的峰值增加到与该时刻输入电压大小相对应的某一数值I LP 时，APFC 控制器便输出低电平的开关信号，使开关管VT 1截止，电流i L 停止上升。考虑到电流是直线上升的，有

LΔi/Δt=uI ,

以Δi=ILP ，Δt=ton分别表示三角波的上升幅度和上升时间（参看图7），

则有 I LP =uI ton/L

可见当ton 为固定值，则三角波的幅度 I LP 反映了该时刻输入电压u I 的变化。

（2）开关管VT 1截止时

图5电路可简化为图7形式。

图7 开关管截止时等效电路

由于电感电流i L 不能突变，只能由原来的数值I LP 线性下降。电感的磁能释放出来，与输入电压相叠加，对电解电容器C O 充电，电容上面的电压显然比输入电压高。因此这种电路称为升压式APFC 电路。在开关管截止时，电感电流下降，并且按线性规律直线下降（Ldi/dt=VO -u I ，在u I 近似不变的条件下，也是常数）。一旦控制器检测到电感电流下降到零时，它又输出控制信号，使开关管再一次导通，开始下一个开关周期。

在上述控制下，输入电流或电感电流是一串连续的直线上升、直线下降的三角波，只要三角波的峰值I LP ，能够跟随并反映出输入电压的变化，那么它的平均值，即其峰值之半，就能按正弦规律变化，使功率因数接近于1。图8是电感电流或输入电流在APFC 控制器控制下，电流变化的示意波形。

图8 APFC 电路中输入电流或电感电流的示意

可见，在APFC 控制器控制下，电感电流由零上升到一定数值（与该时刻的输入电压瞬时值成正比）然后下降到零、又上升，如此周而复始，电流不存在为零的死区时间，因此称之为临界导通模式（Critical conduction mode CrCM). ，它是界于连续导通与断续导通之间的临界形式或过渡形式，因此，有的文献又称它为过渡模式（TM ）或边界导通模式（BCM ）。

要使功率因数接近于1，控制器要控制两个时间点：电流到零的时间点和电流到达峰值的时间点。对前者的控制，在各种IC 控制器中采取相同的控制原理和手段，采用图9所示电路。图中升压电感的副绕组，通过电阻接到IC 的零电流检测端(ZCD)，一旦电感电流下降到零，电感的感应电动势改变极性，大约为-1.8V ，利用这一特点，由零电流检测比较器输出高电平信号到RS 触发器的S 端，让RS 触发器翻转，PFC 控制器的驱动输出OUT 变为高电平，正的开关信号将使外接MOS 管开通。流过电感的电流再次由零线性上升。

图9 零电感电流检测及开通信号之取得

至于如何控制到达峰值电流的时间点则有两种方案，因而形成两类不同的APFC 控制器IC ，下面分别讨论之。

三．峰值电流控制APFC 控制器的工作原理

峰值电流控制APFC 电路如何控制其峰值电流可用图10所示的简化原理图来说明。图中虚线围框内表示IC 中有关部分，其余是与IC 相接的外围电路。整流桥输出的单向正弦电压经过电阻R 1、R 2分压送到3脚，它反映输入电压的变化，其值大约为2~4V，由升压二极管输出的直流电压V O 也经过电阻R 3、R 4分压加到IC 内部的电压误差放大器（图中以EA 表示）的反相输入端INV(1脚），反映电感电流的信号则由外接MOS 管的源极电阻R 8引出，

图10 峰值电流检测的原理图

送到电流检测端CS （4脚）。4脚经内部的RC 滤波电路与电流检测比较器（或称峰值电流比较器）的反相端相连，乘法器的输出V MO 则接到比较器的同相端，作为比较器的基准电压。乘法器要在很宽的动态范围内具有很好的线性转移特性，与它的两个输入电压的乘积成正比，即

V M0=KVM1（V M2-V REF ）

考虑到乘法器的一个输入是由输出电压V O 分压得到的，在通常情况下，V O 基本上变化很小（在输出电压为400V 时，电压变化的峰--峰值大约只有5~10V左右）接近稳定的直流电压，这样乘法器的输出V MO 的大小基本上与V M1成正比，反映了按正弦规律变化的输入电压。因此，当流过电感的电流在R S 上产生的压降达到并超过由乘法器输出所设定的基准阈值V MO 时，电流检测比较器将输出控制信号，送到RS 触发器的R 端，使RS 触发器翻转。这样，IC 的驱动输出OUT 变为低电平，将外接的MOS 管关闭，电感电流达到其峰值不再增加。显然，在这样的条件下，峰值电流与该时刻的输入电压是成正比的。

由于乘法器输出还包括与APFC 输出电压V O 成正比的成分，如果V O 有所变化，例如其值变小，则由于此输入是加到误差放大器的反相输入，V M2-将上升，乘法器输出V MO 变大，电流检测比较器将延长功率开关管的导通时间，增加升压电感中储存的能量，使V O 升高；反之，则会缩短MOS 管的导通时间，使V O 减小，从而达到调整V O 使其值趋于稳定的目的。这种脉宽调制工作方式，在开关电源中是十分常见的。

从以上分析可知，这种控制方式利用输入电压作为基准信号，一旦电感电流上升到基准信号所规定的阈值以后，IC 控制器就送出关断信号，将MOS 管关断，把三角波的电感电流峰值控制到与输入电压成正比。故称这种方式为峰值电流控制法。

理论分析表明（见文献1），在这种控制方式中，每个三角波的开通时间是不变的，而关断时间是变化的，在输入电压低时（在过零附近），关断时间最短，因而开关频率最高。这带来三个问题：其一，频率高，电路中元件、特别是电感损耗大；其二，在电压过零附近，输入电流失真大（参看图11），THD 值变大；其三，一连串频率很高

的三角波，具有十分丰富的谐波含量，造成棘手的电磁干扰，所以，镇流器采用这类控制心片后，EMC 问题比较麻烦（参看文献2），要想使镇流器通过3C 认证，必须仔细调整滤波电路才成

为了对峰值电流控制APFC 电路有一点感性认识，这里介绍由ST

公司推出的一种芯

图11 在输入电压过零附近输入电流的交越失真

片L6562，它是L6561的升级换代产品，它的特点是：

用双极型与CMOS 混合工艺（BCD ）制成

采用有专利的乘法器设计，可以减少交越失真，使输入电流的THD 降至最低；

有很精确的可调节的输出过电压保护；

超低的启动电流≤70μμA ，启动电压有回差特性；

低的静态工作电流≤4mA ；

扩展的电源电压范围(85--270V)，适应全球范围的交流电源；

1%（T J =25℃）精度的内部基准电压；

推拉结构的图腾柱输出，驱动能力强，输出拉/灌电流为-600mA/+800mA，可驱动大功率MOS 管或IGBT 管（按四端网络分析约定，电流流入者为正，流出为负）。

电路适用于300W 以下的负载。

用L6562片组装的二种功率因数较正电路如图12、13所示。两种电路允许输入电压为85V 到265V ，是宽范围的，适应全世界范围的交流电源。图12输出为直流电压400V 、250W 。图13输出为直流400V 、80W 。升压变压器采用EE25×13×7的磁芯（型号为3C85，与PC30相当），原边用20*0.1mm的多股漆包线绕105匝，电感量为0.7mH ，副边用0.15mm 漆包线绕11匝，原副边圈数之比约为10：1。磁芯气隙为1.5mm 。其它元件参数均示于图中。

图12 用L6562组成的输入85V ―265V 、输出为250W 的功率因数校正电路

图13 用L6562组成的输入85V ―265V 、输出为80W 的功率因数校正电路

四。固定开通时间的APFC 控制器工作原理

如上所述，只要开通时间不变，输入电流就能跟踪输入电压的变化，失真很小，这就出现了固定开通时间的APFC 控制器，它的原理图如图14所示。

图14 固定开通时间APFC 控制器工作原理示意图

图中升压电感L 的副绕组检测电感电流到零的时刻，通过将RS 锁存器置1，使开关管开通，电感电流线性上升，其原理已在图9中说明过，这里不再重复。在开关管开通的同时，锯齿波电压也开始线性上升，它与误差放大器输出的固定电压在比较器相比较，一旦两者相等，比较器送出信号使RS 触发器（锁存器）复位，送出关断信号，将MOS 管关断，电感电流达到其峰值，不再上升。这种方案也能控制电感电流的峰值，而无需从整流后的电压取样，也不用乘法器。而为了得到线性上升的锯齿电压，只要用恒流源对电容C 充电就行了，比较简单。

下面介绍一款由仙童公司推出的固定开通时间APFC 心片FAN7530。

它有很强的功能，而功耗极低。 FAN7530心片V CC 的欠电压封锁功能是：开启阈值为12V ，关闭阈值为8.5V ，V CC 内部钳位电压为22V 。IC 启动电流典型值为40μA ，静态工作电流仅为1.5mA 。驱动电流高达+500/-800mA，可驱动较大功率的MOS 管或IGBT ，OUT 输出内部接有13V 的钳位稳压二极管, 外接的功率MOS 管栅极无需接钳位二极管。

FAN7530有过压和过流保护功能，当引脚1上的电压高于2.675V 时，过电压(0VP)比较器将关闭功率MOS 管。如引脚1上的电压低于0.45V 时，比较器输出禁止信号，IC 的基准电压和内部偏置电源不工作，使IC 不能工作，维持电流只有65μA 。当MOS 管电流太大、送到4脚的电压超过0.8V 时，过电流（OCP ）比较器输出高电平，同样也使驱动输出OUT 为低电平，关闭功率MOS 管。可见，它的保护功能是很强的。

图15是一种用FAN7530组装成80W 的APFC 具体应用电路

图15 用FAN7530组装的80W APFC电路

图中，FAN7530锯齿电压的上升斜率由2脚外接电阻R 6确定，电阻R 6大，则锯齿电压上升速率慢，MOS 管开通时间长，反之则短。电阻R 5能改变充电电流的大小，对降低THD 有影响，适当调节之，可以减少输入电压过零附近的电流失真，改善电路的THD 性能参数。这是因为电阻R 5接到升压电感的副绕组，而副绕组上的电压在MOS 管导通时与输入电压的负值成正比，这样流过电阻R 5的电流与输入电压成正比。输入电压高，电流大、开通时间短，而在输入电压过零附近，开通时间长（参看后面图16），从而改善了THD 失真。流过R 5的电流以比流入R 6的电流大1~2倍为好，可通过试验确定其阻值。

峰值电流控制型APFC 控制器以及固定开通时间APFC 控制器大多数是八条引脚，各条引脚的功能和使用方法虽略有不同，从本质上讲，它们属于同一类的心片，它们工作原理的共同的特点是：（1）开通时间基本上是不变的；

（2）开关频率在输入线电压的半周内是变化的，在线电压达到峰值时，开关频率最低；在输入线电压过零附近，开关频率最高。（3）流过电感电流是临界导通的，电流由零上升到最大值，然后下降，当下降到零时，再一次线性上升。中间没有死区时间。（4）这类控制器的外接元件的连接方式基本上也是一样的，只是根据电压误差放大器的性能不同，补偿网络的接法有所不同，如为跨导型运算放大器，则其输出端（2脚）的补偿网络（可能是电容或RC 网络）可以直接接地；如非跨导型，则其输出端的补偿网络应接误差放大器的反相端（1脚）。另外，IC 的3脚的接法，也有所不同。根据心片类型而定。

这类控制器的优点是电路比较简单，成本较低，品种多，产品不断升级换代，性能愈来愈好（新产品与老产品引脚兼容），在性价比上可供选择的产品类型多，选择余地大。这类产品大多应用在300W 以下、特别是100W 左右的的电子镇流器中。在做电子镇流器时，通常选用这类APFC 器件。在下面的表中给出若干开通时间不变的APFC 心片。

我们在选用心片时，一定要了解IC 的功能，各个引脚的用处，以及外接元器件的大致范围，参数变化会带来什么样的影响等。

这类心片的缺点是：开关频率高，电磁干扰厉害，在交流输入电压过零附近，输入电流会出现交越失真，使THD 变大，对EMC 的要求高。

为了减少输入电流的交越失真，目前各公司采取各自不同的有专利保护的方法；例如，美国Motorola 公司在心片MC33368里采用频率钳定法，在电压过零附近，采取措施使开关管的关断时间保持为常数，延长死区时间，而不问零电流检测是否已检测到电流为零。这样开关频率不会很高。实际上电路在输入电压低时工作于断续导通方式，在输入电压高时才工作于临界导通方式。美国仙童公司在心片FAN7529、FAN7530里采取措施，使锯齿电压的上升速率发生变化，改变开通时间，在过零点附近，开通时间长，而在电压峰值附近，开通时间短一些(见图16) 。这样一来也能降低交越失真。昂宝电子在芯片OB6561P 与OB6563里采用在输入电压过零点附近通过改变乘法器的输出级电流比较器的offset 来延长导通时间的办法来降低交越失真从而提高THD 。

图16 开通时间随输入电压V I 变化

四．固定开关频率平均电流型APFC 控制器

还有一种APFC 控制器电路，流过电感的电流并不下降到零，只是围绕输入电流平均分值下降到某一最小值，然后开始上升，上升到某一最大值，又开始下降，如此周而复始。这样电流是围绕输入电流平均值变化，如图17所示。图（a) 是流过电感电流的瞬时变化的示意图，图b) 是它的实际波形。由于电流只围绕输入电流的平均值上下起伏，在小范围内变化，波动很轻，所以电磁干扰小，电流有效成分多，输出功率大。

图17 连续传导模式中的电感电流波形

这种模式称为连续导通模式（Continuous Conduction Mode CCM ）它适用于输出功率大、超过300W 以上的场合。工作比较复杂，APFC 控制器的方框图如图18所示。

这种固定频率、平均电流型APFC 控制器与前述IC 有所不同，除含有电压误差放大器、乘法器、脉宽调制（PWM ）比较器、MOS 管栅极驱动器外，还含有检测电流的电流放大器和频率固定的锯齿电压振荡器。在这里乘法器被称作增益调制器，它是APFC 控制器中最为关键的核心部件，它的输出将提供确定开关管开关占空比的参考电压，它有三个输入，分别是：

（1）代表瞬时输入电压（包括电压的大小和形状）的电流，整流后的AC 电压通过电阻R 1变为电流IAC 送到IC 的I SENSE 脚（5脚，有的资料称此脚为IAC 脚），增益调制器对此电流的响应呈线性关系。这个分量最重要。检测电感电流的信号就叠加在与它成正比的信号上面。

（2）电压误差放大器EA 的输出EA OUT ，增益调制器的响应与它成线性关系。由APFC 控制器升压后的直流电压V O ，用电阻R 4、R 5分压后加到误差放大器EA 的反相输入端INV 脚（7脚），放大器输出EA OUT 加到增益调制器的输入端。其作用同临界导通（过渡）模式中直流电压的反馈用途是一样的，也是为了保证输出电压的恒定。

（3）与输入AC 电压有效值V RMS 成正比的电压，AC 电压在整流之后变为单向的脉动电压，经电阻R 2、R 3分压、C 1滤波后加到IC 的V RMS 脚（8脚）（实际上它反映了输入电压的平均值），增益调制器的输出与V RMS 2成反比（当V RMS 很小时除外，以免输入电压过低时线路元件的功率损耗太大）。增益调制器的输出除以V RMS 2后，使得在整流半个周期中，反映输入电流的IAC 的变化幅度小一点。

增益调制器的输出为电流I GM ，它与三个输入之间的关系为：

I GM =kIAC ×V A OUT /VRMS 2=K×I AC ×VA OUT

式中，K 代表增益调制器对V RMS 的转移系数，或称K 因子，它不是一个常数，而是随V RMS 的变化而变化的。制造厂家会给出K 随输入电压有效值（或者更正确地讲，是输入到VRMS 脚的电压）变化的关系曲线。可见，在连续导通模式中，增益调制器的输出基本上是幅度较小的、反映输入电流平均值的信号，它的大小和形状和半个正弦波差不多，除以V RMS 2后幅度被压平了。增益调制器的输出电流加到电流误差放大器的同相端IA+，变为电压信号，电感电流取样电阻R S 上的信号则送到电流误差放大器的两个输入端IA+、IA-，两种信号相加，经电流误差放大器放大后，送到PWM 比较器的反相端（或同相端，根据需要而定），作为基准电压（或称参考电压）。显然，这个基准电压信号是在压缩了的输入电流平均值上加上由电阻R S 上送来的三角波。考虑到APFC 控制器的开关频率是固定的高频，一般为100kH Z ，在几个开关周期的短时间里输入电流基本上来不及化，所以加到PWM 比较器的同相端的信号在短时间内看是一条在水平线上上下起伏的三角波。它与PWM 比较器的另外一个输入、即锯齿电压振荡器输出的线性上升电压相比较，在其输出端产生占空比受到控制的脉冲开关信号，以便驱动功率开关管。

图18 固定频率平均电流连续导通模式电路的方框图

这类APFC 控制器由于开关频率是固定的，只要控制了开关管的开通时间（三角波的上升时间），那么它的关断时间（三角波的下降时间）就自然确定了，无需由电路上另加控制，实际上只要控制开关管的开关占空比就可以了。在这里，驱动脉冲的占空比是变化的，占空比取决于AC 输入电压变化情况，理想的情况是让它按正弦脉宽调制（SPWM ）变化，使输入电流按输入电压变化，得到接近于1的PF 值。

对功率开关管开关脉冲的占空比的控制方法有两种，即前沿调制（Leading Edge Modulation)或后沿调制(Trailing Edge Modulation)。

在下面的分析中，假定PWM 比较器输出的脉冲高电平有效，使IC OUT 端输出高电平信号，令外接MOS 管开通。由图19可知，如果基准电压加到PWM 比较器的同相端，而锯齿电压加到它的反相端，当基准电压在锯齿电压以上时，PWM 比较器输出高电平，送出正脉冲信号。这时，称为后沿调制。不难看出，基准电压越高，开通时时间ton 越长，外接MOS 管导通时间也愈长。

在图18的原理图中，基准电压加到PWM 比较器的反相端，而锯齿电压加到它的同相端，与图19恰好相反，因此，它属于前沿调制。在PWM 比较器输出方波控制下，RS 触发器翻转，Q=0，IC 的14脚OUT 将输出高电平，使外接的MOS 管导通。

图19 后沿脉宽调制示意图及电感电流波形通

为了便于说明问题，没有画出基准电压中的三角波，只用电压缓慢变化来反映基准电压的变化，以说明开通时间的变化。实际的基准信号应该如图20所示。

图20 平均电流连续导通模式中基准信号示意图通过观察图20，不难理解基准电压不能在输入电流大范围波动的基础上再加上三角波，那样很难同幅度有限的

锯齿波作比较，所以增益调制器的输出必须除以V RMS ，以压缩反映输入电流的IAC 的幅度。国外有的文献认为除以V RMS 2是为了使IC 能在输入线电压较宽的范围内使用，我认为这个作用即便有，也不是主要的。

在开关管导通时，电感电流跟踪输入交流电压的变化，此时升压二极管截止，由输出电容为负载供电。当开通脉冲结束后，开关管关断，电感电流线性减少，但不会下降到零，因为开关的周期是固定的，经过一段时间后，脉宽调制器必然又会输出正脉冲，使开关管再次导通了。在交流电压的半周内，在输入电流小时，开通时间短一些，三角波上升小一些，下降也小一些；在输入电流峰值附近，开通时间长一些，三角波的上升幅度大一些，下降幅度也稍大一些，开关脉冲的宽度是按正弦调制的，可称为正弦脉宽调制，得到如图19b 所示的电感电流包络变化的波形。电感电流的平均值跟踪输入电压的变化，按正弦波规律变化，使功率因数接近于1。这种固定频率、平均电流连续导通模式的APFC 工作的优点是：电感电流起伏小，电感的损耗低，电磁干扰轻，适用于大功率电子镇流器中，缺点是线路复杂，外围元器件多，价格也较贵。

下面介绍仙童公司的平均电流、连续导通模式的PFC 控制器FAN4810，它的特点是：

采用平均电流、前沿调制、连续导通模式的PFC 控制方式，PF 值接近1，谐波失真很小；

通过输出电压的反馈电压V FB 对输出直流电压过高、过低和开路三种故障（Trifault) 进行检测并提供保护，提高了PFC 电路的可靠性，使它符合UL1950的安全标准。当V FB 超过2.75V 时，PFC 输出驱动器关闭，如果V FB 没有降低到2.5V 以下，PFC 是不会重新启动的。OVP 比较器有250mV 的回差电压，以提高其抗干扰能力；

有过电压保护、输入线路电压过低（Brown-out condition)保护（或直译作节电保护）和V CC 欠电压封锁和软启动功能，可以防止没有负载时输出电压失控；

低功耗，启动电流为200μA ，工作电流为5.5mA ；

改进了电流输入的增益调制器的性能，使之有很宽的共模范围，其抗噪声能力强；电流误差放大器的跨导随输入电压的增加而加大，以适应PFC 快速响应的要求；输出为推拉结构，输出电流为1A ，输出电压的幅度在IC 内部被限幅在17V 以内；内部基准电压为7.5V ；

图21是用FAN4810组装的125W 、385V 的APFC 电路，其元件参数均示于图中。

图21 用FAN4810组装的125W APFC 电路

表2给出若干公司生产的固定频率、平均电流、连续导通模式的APFC 心片，供设计、生产大功率镇流器时参考，如需更多的资料，可从各个公司的网站上查阅。

以UCC3854（16 pin）为代表的固定频率CCM PFC控制器的缺点是线路复杂，外围控制元件多，工作复杂，设计繁复。目前出现了第二代的CCM PFC控制器（以8pin 封装）使得设计更为简化。以昂宝电子的OB6572为例，采用平均电流控制及前沿调制，它不需要输入电压检测，相比于传统的基于乘法器的平均电流模式，大大简化了环路设计，此外OB6572/3具有频率抖动，大大地改善了EMI 特性。

以上是我近来学习有源功率因数校正控制器的一点体会。长期以来，由于技术资料的匮乏，现有的由各个公司提供的技术资料，往往采用了不一致的、不够规范的专业词汇，由于提法不一致，同一个问题，可能有不同的表叙，有的表述又不严格（如引脚用VRMS 与输入电压有效值V RMS 在文章中不加区别）使人很容易对问题产生歧义和误解。至于一些比较深入的问题，要找到一针见血、捉住要害的文章来参考可以说是难乎其难。你越弄不懂的东西，越找不到有用的资料可供解读。再加上有的文章对有些问题的分析和阐述，还未必正确，更增加了深入了解问题的难度。近来，有了空闲时间，对过去一直感到困惑，百思不得其解的一些问题，通过网上查阅资料、反复对若干文章进行分析对比、相互印证、仔细解读的办法，作了一些探讨，经过分析、筛选、归纳、整理写成本文，由于其中不少内容是自己的一些理解，未必正确，有些还可能是错误的，写出来，抛砖引玉，敬请方家予以批评指正，这里，先向大家表示感谢，我想通过讨论，一定会对一些感到困惑不解的问题取得一个正确的理解，帮助从业者正确地熟悉和使用这类心片，这也是本文写作所希望达到的目的。

参考文献：

1. 陈传虞：有源功率因数校正电路的工作原理，电气照明（江苏照明学会刊物），2006年第4期 2. 陈传虞：再论电子镇流器的电磁兼容问题，中国照明电器，2007年第三期 3. 陈传虞：电子节能灯与电子镇流器的原理和制造，邮电出版社，2004年

4. 各个生产器件的公司的数据资料和应用指南，由于数量繁多，不再一一罗列。